中南大学硕士学位论文第一章绪论
利。家用空调的研制始于２０世纪２０年代中期，１９２８年开利 公司推出了第一代
家用空调，但因经济大萧条和二次大战，空调一直没能得到广泛的应用Ｉ蜘。
２０世纪８０年代初期，变频空调技术在日本开始运用。１９８２年，日本生产了
第一台交流变频空调。 １９９８年，变频空调技术取得了重大突破，日本研制出了
直流变频技术，直流变频空调性能比交流变频 空调更加优异。从这以后，直流变
频空调迅速成为现代空调的主流，目前直流变频空调已在日本和欧美家 用空调市
场占９０％以上。
在我国，继海尔在１９９８年率先推出国内首台直流变频空调以后， 国内生产
变频空调的厂家也迅速增加，中国变频空调市场尤其是直流变频空调市场开始有
了突飞 猛进的发展。如今，变频空调的发展经历了从引进技术到自主创新、再到
国际领先的跨越式发展。
变频空调有以下两种分类方法，分别是电机驱动类型划分以及运行模式划
分。
从电机驱动类型 划分，根据压缩机是采用交流电机还是直流电机，可将变频
空调分为交流变频空调和直流变频空调瞪ｌ。
（１）交流变频空调
在２０世纪９０年代大部分时间里，当时全球的变频空调全部都采用交流变 频，
这种空调基本能体现变频空调的各种优点，而且可靠性好，但是也存在着节能效
果不明显， 噪声和振动大等问题。加之压缩机工作频率变化范围不大，造成制冷
（制热）可控范围不大。
（ ２）直流变频空调
与交流变频空调相比，直流变频空调采用直流变频压缩机和直流风扇电机，
由 于直流调速只经过一次电压转换，而且，由于这种直流电机的转子是永磁的，
又省却了三相交流异步电机 的转子电流消耗，因此，直流变频空调节能效更高，
噪声和振动更低，调速性能好，转速范围更宽，同时 还没有交流变频的电磁干扰。
从运行模式划分，根据控制电机的个数，变频空调分为传统单模变频空调和
双模变频空调。
（１）单模变频空调
单模变频空调，也就是按传统变频方式工作的变频 空调，其基本特征是空调
起动后压缩机在最初较长时间以最大转速工作制造最大冷（热）量，等房间温度
达到预设目标后，压缩机转速逐步减缓，制造一定冷（热）量维持室温基本不变。
从节能的角度 来看，单模变频空调有一个与生俱来的缺陷：开机后直到房间到达
设定温度的这段时间内，耗电量很高， 节能水平偏低。这是因为单模变频空调开
机后，压缩机只能以高频率运转，运转频率通常在１００赫兹以 上。在高频运转状
３

中南大学硕士学位论文第一章绪论
态下，能效水平 常常比定速空调还低。
（２）双模变频空调：
双模变频空调，是指具有两种不同运行模式的变频 空调。它具有传统单模变
频空调的所有优点，同时又克服了单模变频空调开机初期耗电偏高问题。在兼顾
节能和舒适的基础上，达到比同规格同能效比的单模直流变频空调省电２０％以上
的目标。１．２．２变频空调系统的组成与制冷制热工作原理
蒸气压缩式制冷、蒸气喷射式制冷、吸收式制冷 和热电式制冷是常见的几种
制冷方式。本文的研究对象为房间空调器，一般采用蒸气压缩式制冷技术。蒸 气
压缩式制冷是利用低沸点的液态工质（如氟利昂等制冷剂）沸腾汽化时，从制冷
空间介质中吸 热来实现制冷的。这种制冷方法利用制冷荆的液一气集态变化过
程，实现定温吸热和放热，达到空调器制 冷制热的目的。
蒸发器、压缩机、冷凝器、节流装置和四通阀是蒸气压缩式制冷系统的五个
必不 可少的基本部件１２ｌ，如图１．１所示。
图１－ｌ蒸气压缩式制冷系统框图
制冷剂（氟利昂） 在压缩机中被压缩成高温、高压的过热蒸气（其压力约为
１．９Ｍｐａ），并进入冷凝器中冷却，经过冷 却，制冷剂的温度、状态都会发生变化：
高温、高压的过热蒸气冷凝为高压中温的液体。这种冷凝后的制 冷剂液体进入毛
细管中节流减压，为在蒸发器中进行蒸发汽化创造条件。在蒸发器中液态的制冷
剂全部汽化为低压的气体，同时从外界吸热，这样蒸发器温度必低于环境温度，
即成为冷凝器。蒸发器中 的制冷剂先是气、液共存，后变为饱和蒸气，最后变为
低压过热的蒸气，其压力约为０．５Ⅷａ。在被吸 回压缩机的过程中，吸气管内的
制冷剂蒸气仍然从外界吸收热量，继续进行过热过程，因此压缩机的吸气 管也是
４

中南大学硕士学位论文
第一章绪论
低于环境温度的， 而压缩机的排气管相反，因为排气管内是高温、高压的制冷剂
过热蒸气，其外表温度比环境温度高。冷凝 器的热量是由室外排风风扇（轴流风
扇）向室外吹出热风，蒸发器的冷量由室内送风风扇（多叶低噪声的 离心风扇或
贯流风扇）向室内吹送冷风。在上述的制冷循环中可分为高压和低压两个区域：
从压 缩机排气口至毛细管入口处为高压区，从毛细管出口至压缩机的吸气口为低
压区。
综上所述，空 调器的制冷工作原理为：制冷剂不断经历蒸发（沸腾汽化）一
压缩（升压升温）一冷凝（液化）节流（降 压降温）一再蒸发的循环（称为蒸
气压缩制冷循环）。如图１．１所示，空调器的制热工作原理区别在于 利用四通阀
的开关动作，改变制冷剂的流向，冷凝器转变为蒸发器，蒸发器转变为冷凝器。
蒸气 压缩式制冷系统各部分主要作用分别如下：
（１）蒸发器：蒸发器由一组或几组盘管组成。低温液态制冷 剂进入蒸发器盘
管流动时，通过管壁吸收盘管周围介质（空气或水）的热量沸腾汽化（工程上常
称为蒸发），使盘管周围的介质温度降低或保持一定的低温状态，从而达到制冷
的目的。蒸发器是让低温 液态制冷剂和需要制冷的介质交换热量的换热器。
（２）冷凝器：与蒸发器的作用相反。为了让制冷剂能 被反复使用，需将从蒸
发器流出的制冷剂蒸气冷凝还原为液态，冷凝器就是让气态制冷剂向环境介质放< br>热冷凝液化的换热器。
（３）压缩机：用空气或常温的水来使制冷剂蒸气冷凝，冷凝温度就高于蒸 发
温度，对应的冷凝压力也就要求高于蒸发压力。压缩机的作用就是将从蒸发器流
出的低压制冷 剂蒸气压缩，使蒸气的压力提高到与冷凝温度对应的冷凝压力，从
而保证制冷剂蒸气能在常温下被冷凝液 化。制冷剂蒸气经压缩机压缩后，温度也
升高了。相对于蒸发器，冷凝器中的制冷剂处于高温高压状态。 一般压缩机是由
电动机带动来压缩蒸气作功的，因此，压缩机的作用实质上是消耗外功，迫使制
冷剂将从制冷空间（低温热源）吸收的热量排放给环境（相对制冷空间为高温热
源）。
（４）节 流装置：冷凝器冷凝得到的液态制冷剂的温度和压力为冷凝温度和冷
凝压力，要高于蒸发温度和蒸发压力 ，在进入蒸发器前需使它降压降温。为此，
让冷凝液先流经节流阀或毛细管绝热节流，将压力和温度降至 需要的蒸发压力和
蒸发温度后再进入蒸发器蒸发制冷。液态制冷剂在节流过程中，因吸收磨擦热将
有少量汽化为蒸气（称为闪发气体），因此，节流装置出口的制冷剂是干度很低
的低温低压湿蒸气。< br>（５）四通阀：
四通阀在制冷循环（处于断电状态）的工作方式，如图１．２所示。
５< /p>

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第一章绪论
图１－２四通阀在制冷循环下的工作原 理
当四通阀的电磁线圈处于断电状态（即制冷状态），先导滑阀（①）在压缩
弹簧（②）驱动下 左移，高压气态制冷剂进入毛细管（③）后进入右活塞腔（④）。
另一方面，左活塞腔（⑥）的低温液态 制冷剂由于和Ｓ管相通，受压缩机抽吸而
排出；使活塞两端产生压力差，活塞及主滑阀（⑤）左移，使Ｅ 、Ｓ接管相通，Ｄ、
Ｃ接管相通，于是形成制冷循环。
四通阀在制热循环（处于通电状态）的工 作方式，如图卜３所示：
图１．３四通阀在制热循环下的工作原理
６

中 南大学硕士学位论文
第一章绪论
当四通阀的电磁线圈处于通电状态（即制热状态），先导滑阀（ ①）在电磁
线圈产生的磁力作用下，克服压缩弹簧（②）的弹力而右移，高压气态制冷剂进
入毛 细管（③）后进入左活塞腔（⑥）。另一方面，右活塞腔（④）的低温液态
制冷剂由于和Ｓ管相通，受压 缩机抽吸而排出；使活塞两端产生压力差，活塞及
主滑阀（⑤）右移，使Ｃ、Ｓ接管相通，Ｄ、Ｅ接管相 通，于是形成制热循环，如图
１．３所示。
１．３空调变频技术的研究现状
从本质上讲 ，空调的变频技术就是对空调压缩机的驱动控制，满足压缩机负
载变化要求的永磁同步电机驱动方式或者 直流无刷电机驱动方式都可以应用于
空调压缩机的驱动控制。由于压缩机的驱动控制直接面向空调产品， 产品研究主
要以专利的形式公开或者作为企业内部保密技术不公开，所以直接针对空调压缩
机驱 动控制的专门文献公开相对较少，参考文献主要来源是无位置传感器直流无
刷电机或无位置传感器永磁同 步电机方面的研究。目前，国内外很多学者都从事
过或正在从事有关直流无刷电机和永磁同步电机的驱动 控制研究，主要集中在驱
动控制方式与位置检测技术两个方面。
（１）驱动控制方式
Ａ ．直接转矩控制
１９８５年，德国鲁尔大学Ｍ．ＤｅＰｅｎｂｒｏｃｋ教授和日本学者Ｉ．Ｔ削１嬲ｈｉ 提出直接
转矩控制（Ｄ№Ｃｔ
Ｔｏｒｑｕｅ
Ｃｏｎｎ．０ｌ，ＤＴＣ）Ｉ倒。澳大利亚 的Ｌ
ＺＨＯＮＧ，Ｍ
ＦＲａｂｍ锄
和胡育文教授合作提出了基于永磁同步电机的直接转 矩控制方案奠定了直接转
矩控制应用于永磁同步电机的理论基础１７１。
直流无刷电机的直接转 矩控制驱动国内外学者研究较多，方法也比较成熟，
如：文献［８．１３］论述了直流无刷电机方波驱动 控制系统，文献［１４］进行了位置信
号分析，并对位置误差的形成进行了详细讨论，也有不少文献采用 直接转矩控制
方式驱动无位置传感永磁同步电机，如文献［１５．１８］介绍。
Ｂ．矢量控制< br>矢量控制理论是１９６８年Ｄ姗ｓｔａｄｅｒ大学的Ｈ硒∞博士在一个学会论文杂志
上首先提出。 １９７１年德国西门子公司的Ｆ．Ｂｌ嬲ｃｈｋｅ将该理论进行了系统化，并
将其以专利的形式发表，奠 定了矢量控制的理论基础ｌ”ｌ。矢量控制在直流无刷电
机反映为方波驱动技术。定频空调的控制方案多 数是采用方波驱动的。而永磁同
步电机的正弦波驱动技术是近几年兴起的新技术，因此仿真研究较多，实 现研究
较少。上海大学孙承波提出了一种ＰＭＳＭ压缩机驱动的离散位置检测方法和连
续位置检 测方法，并实现了压缩机的方波驱动和正弦波驱动１２伽；清华大学张猛实
７

中 南大学硕士学位论文第一章绪论
现了基于模型参考自适应位置检测的空调压缩机实验研究【２１１。（２）位置检测
近十多年来，无位置传感器技术己成为电机控制领域的研究热点之一。１９８９年，自从Ｊｈｏｎｅｓ．Ｌ．Ａ发明了电机无位置传感器技术以来，国内外学者进行了深入
研究，特 别是数字信号处理器的出现，为无位置传感器控制算法的实现提供了保
障。
Ａ．基于磁链与反电 动势的位置估计方法
Ｄ．Ｅ幽ａＩｌ提出一种反电势积分法，该方法对开关的的噪声不敏感，且可以自动调节逆变器的开关时刻以适应转子速度的变化，较过零检测法有明显的改进
１２２ｌ；Ｍｍ函Ｃ ０ｍ锄ｅｓｃｕ提出了利用ＰＭＳＭ基本电磁关系估算转速和位置，这种方
法计算简单，然而它对电机参 数特别敏感且估计精度低团ｌ；
Ｂ．基于状态观测器方法
目前使用的状态观测器主要有：卡尔曼 滤波观测器、扩展卡尔曼滤波观测器、
龙伯格观测器、滑模观测器等。Ｐａｐｏｎｐｅｌｌ＇Ｋ
Ｋ０ｎｇ妇ｕｎ等提出了一种基于观测
器的永磁同步电机转子位置和速度的估计算法，该方法在位置估计 方法具有一定
的新颖性，但是它的计算量相当大、参数多、模型复杂幽Ｊ；文献［２５］提出了２
个扩展卡尔曼滤波器分别作为状态滤波器和参数滤波器，在同时运行时估计系统
状态和电机参数，该方 法对观测器参数变化具有鲁棒性，但是结构复杂。
Ｃ．高频信号注入法
文献［２６］提出了高频 注入方法，通过给永磁同步电机注入固定频率的高频电
压信号，检测相应的电流来获取转子位置和转速。 不足在于高频信号注入会带来
高频噪声问题，需要特殊电路，具有一定的局限性。
１．４论文的 主要研究内容
本论文在研究变频技术和矢量控制技术的基础上，深入地研究了ＦＯＣ技术
和ＳＶ 】？ＷＭ技术，阐述了ＦＯＣ技术在变频空调控制系统的基本思路。文中对所
提的算法进行了仿真与实验 分析，在以ＳＴＭ３２Ｆ１０３ＣＴＲ６为主控制器的变频空调
实验平台上，通过观测和分析实验结果， 证明了ＦＯＣ技术在变频空调控制中的
正确性和可行性。文章的基本结构安排如下：
第１章首先 综述了变频空调控制系统的研究背景、发展历程和研究现状，并
对空调系统及制冷制热的工作原理进行了 简介，最后对论文的研究内容和结构安
排进行说明。
第２章首先介绍空调压缩机的工作方式，通 过永磁同步电机的数学模型分析
空调压缩机的物理模型，然后论述了矢量控制的基本原理和控制方法，阐 述
８

中南大学硕士学位论文
第一章绪论
ＰＭＳＭ矢量控制策略 以及ＷＶＦ控制策略的原理，最后简要地介绍了电压空间
矢量调制的原理。
第３章主要介绍表贴 式永磁同步电机ＦＯＣ方法，从控制原理和控制方法两
个方面进行了详细地介绍，紧接着介绍基于反电动 势的表贴式永磁同步电机无位
置传感器的控制策略，提出低频转矩的补偿方法。
第４章从硬件设 计和软件设计两个方面描述了空调实验平台的建立。
第５章给出了ＦＯＣ方案在变频空调中运用的实验结 果，并对结果进行了分
析。
第６章是总结与展望。总结本文所做的主要工作，并对指出不足之处 ，展望
了ＦＯＣ方案的发展方向。
９

中南大学硕士学位论文
第 二章永磁同步电机控制原理
第二章永磁同步电机控制原理
２．１
压缩机的结构特点与工 作方式
按工作原理分类，压缩机有容积型和速度型两大类。容积型压缩机是通过改
变工作腔的容 积来完成吸气到压缩再到排气的循环工作过程。速度型压缩机则是
通过吸入气体方式获得一定的高速气流 ，再在压缩机内使其气流缓慢，将气体的
部分动量转化为压力形成高压气体即气体压力的增长是由气体的 速度转化而来，
而后排气。速度型压缩机的压缩过程是连续进行的，其流动是稳定的，在制冷空
调中应用的速度型压缩机几乎都是离心式压缩机１４Ｊ。
根据结构特点的不同，容积式压缩机可分为活塞 式（又称往复式）和回转式。
往复活塞式压缩机是活塞在气缸内作往复运动；回转式压缩机是转子在气缸 内作
旋转运动，主要有旋转式（又称滚动转子式或刮片式）、滑片式、螺杆式、涡转
式等。按构造的不同，压缩机又可分为开启式、半封闭式和全封闭式。开启式的压
缩机和电动机是分开的两 个设备，为防止制冷剂泄漏和空气渗入，在压缩机轴穿
出机体处设有轴封；半封闭式压缩机将其曲轴箱和 电动机外壳共同构成一个密闭
空间，可取消轴封；全封闭式压缩机，则是将压缩机和电动机全部密闭在同 一个
钢壳内。
房间空调器用的制冷压缩机为全封闭式。压缩机为柱式，有管道与制冷系统
相连接，在吸气管路上有一筒形的气液分离器（储液器）。目前广泛使用的旋转
式压缩机和涡旋式全封 闭压缩机。
（１）旋转式压缩机
近年来，全封闭旋转式压缩机日趋成熟，己广泛应用于窗式和分 体壁挂空调
器中，并且在小容量范围（Ｏ．３～Ｏ．５Ｋｗ）内有取代往复式压缩机的趋势。
１ ．结构
旋转式压缩机结构的主要特点是用偏心转子起活塞作用，对制冷剂气体进行
压缩。旋转式 制冷压缩机内部结构如图２．１所示。它主要由电机、轴承、气缸体、
转子、主轴、排气阀、吸气管、活 动刮板、机座、机壳、油分离器等组成。转子
的主轴与气缸轴共线，在主轴上装有偏心轮，偏心轮上装有 优质钢制成的薄壁弹
性套筒转子（为圆柱形，又称环形转子）。转子一侧总是与气缸壁紧密接触，因而转子外表面与气缸内壁之间形成一个月牙形工作腔，安装在气缸体上的活动刮
板在弹簧力的作用下 ，使其一端始终保持与转子相接触，将月牙形工作腔分成Ａ、
ｌＯ
Ｂ两个互不相通的空间，Ａ、 Ｂ腔分别为吸气室和压缩排气室。在圆柱形气缸壁上

中南大学硕士学位论文第二章永磁同 步电机控制原理
部开有进、排气口，不设进气阀，但为防止高压蒸气倒流，在排气口外侧装有排
气阀。气缸体整个浸在冷冻油中，防震、润滑良好。
ｌ－杆２．玻璃接头３－排气管４．绕组５．曲轴６ －上壳
７－下壳８・定子９一转子ｌＯ．消音器ｌｌ－上轴承架１２－
气缸１３－下轴承１４－ 固定脚１５－排气阀１６．贮液器
１７－过滤器１８－吸气口１９－导线２０－滚动活塞２ｌ－气缸６
２２．叶片２３．弹簧
５
（ａ）
（ｃ）
１．排气管２．气缸体 ３．滚动转子４．主轴５．
冷冻油６．吸气管７－弹簧、活动刮片组件８．
机壳９－排气阀ｌｍ 高压制冷剂气体
（ｂ）
图２．１旋转式压缩机的内部结构图
２．工作原理
滚动 转子式压缩机工作时，主轴带动偏心轴转动，套在偏心轴上的转子随着
一起转动其工作原理如图２．２所 示。在图ａ中，Ａ腔通过吸气管与吸气腔相通，
Ａ腔充满制冷剂气体。当转子转到图ｂ位置时，Ａ腔容积 缩小，气体被压缩而压
力升高。同时新出现的Ｂ腔与吸气管相通，制冷剂气体进入Ｂ腔。转子转到图ｃ< br>位置时，Ａ腔进一步缩小，气体压力继续升高。而Ｂ腔容积进一步增大，继续
吸气。当Ａ腔气体压 力超过排气腔压力时，排气阀开启，高压气体被输往制冷系
统管道。转子转到图ｄ位置时，Ａ腔容积继续 缩小，排气过程接近完成，而Ｂ
腔继续增大，仍在吸气。当转子与气缸切点到达排气口处时，排气过程结 束。再
继续回转，则Ａ、Ｂ两容积被排气口沟通，存在于排气口与活动刮片区间气体将
膨胀，并 流向吸气腔Ｂ空间，压力下降至接近吸气压力。由此可见，旋转式压
缩机的吸气、压缩、排气、膨胀过程 是在偏心转子回转３６０。内完成，在刮板两

中南大学硕士学位论文第二章永磁同步电机 控制原理
侧容积的工作过程相差３６０。。因此，气流的流动速度较为缓慢，压力损失较小。
此 外，吸气口不设吸气阀，减小了吸气压力损失，这些都有利于提高容积效率。
１．吸气管２．弹簧３．活 动刮板
４．排气阀
５．气缸体６．滚动转
子７．曲轴８．主轴
一一
ｌ ｃＪ
ＩｄＪ
图２．２旋转式压缩机的工作过程
空调压缩机的核心部件为内核电机，根据 交流变频和直流变频的变频技术可
以将内核电机分为交流异步电机和直流无刷电机两类，而交流变频技术 已经基本
退出变频市场，因此目前绝大多数的空调压缩机都是直流无刷电机。
直流无刷电机是一 种新型的无机械换向的直流电机，具有优良的调速性能。
一般直流无刷电机由电机本体，功率开关电路和 转子位置检测三部分组成，又名
自控式同步电机惭】。直流无刷电机的转子永磁体产生的气隙磁场有方波 磁场和正
弦波磁场两种，故三相绕组的反电动势分别方波和正弦波。习惯上将产生方波电
动势的 电动机称为直流无刷电机（Ｂｎ塔１１１ｅｓｓ
ＤＣ
Ｍｏｔｏ卜－ＢＬＤＣＭ），而将产生正< br>弦波电动势的的电动机称为永磁同步电机（Ｐｅｎｎ龇ｍ
Ｍ删Ｓ），ｎｃｌⅡＤｎｏ憾
Ｍ ｏｔｏ卜－ＰＭＳＭ）。目前，在空调产品中，定频空调基本采用１２０度方波控制，其
主要原因是压缩 机是直流无刷电机结构，而绝大多数的变频空调压缩机是采用永
磁同步电机结构，且本文的研究内容为１ ８０度正弦波方案控制变频空调压缩机，
故将永磁同步电机作为压缩机的简化对象来分析。本章将主要从 矢量控制理论来
介绍永磁同步电机的相关控制技术。
２．２永磁同步电机的结构特点
三 相永磁同步电机是一种永励电机。它具有以下特点：
（１）永磁同步电机可以用一个与电源频率同步的恒 定速度进行旋转，而不
受负载和线路电压的影响。电机运行可以保持恒定的，与定子电流频率同步的速< br>度，只要转矩不超过电机的极限运行频率。

中南大学硕士学位论文
第二章 永磁同步电机控制原理
刀：坐（，．／ＩＩｌｉｎ）
％
（２．１）
其中刀表示 同步转速，．厂为定子电流频率，力。是永磁同步电动机的极对数。由该
式可以看出，只需要改变定子的 电流频率就能改变电动机转速。
（２）永磁同步电机能够以较高的功率因数运行，因此能提高整个系统的 功
率因数，进而能减少或消除功率因数的损失。功率因数的提高还可以减少系统及
电机终端的压 降差。
（３）永磁同步电机舍弃了励磁线圈，而且转子的转速与定子磁场的转速相
同。这种设计 可以消除转子铜损，与传统的感应电机相比可以产生极高的效率峰
值。永磁同步电机的功率重量比也高于 感应电机。
永磁同步电机能产生非常高的功率密度、非常高的效率和极好的响应，所以
能适应机 械工程领域中最复杂的应用。另外它还具有很强的过载能力。永磁同步
电机基本上不需要维护，因此可以 确保最高效的运行。
永磁同步电机根据转子的结构可以分为表面贴式和内嵌式两种，如图２．３所
不ｏ
ｄ＼
／ｑ
．／ｑ
ａ．表贴式ｂ．内埋式
图２．３永磁同步电机 构造图
表贴式永磁同步电机的交轴与直轴电感的参数基本一致，磁路结构简单，径
向等效气隙基 本相同；而内嵌式永磁同步电机的直轴电感小于交轴电感，适用于
弱磁控制，具有扩展调速范围能力。< br>２．３永磁同步电机数学模型
在建立永磁同步电机的数学模型过程中做以下基本假设：
（ １）转子永磁磁场在气隙空间分布为正弦波，定子电枢绕组中的感应电势
也为正弦波；

< br>中南大学硕士学位论文第二章永磁同步电机控制原理
（２）忽略定子铁心饱和，认为磁路线性，电 感参数不变；
（３）不计铁心涡流与磁滞等损耗；
（４）转子上没有阻尼绕组。
不同坐 标系下的电压方程与磁链方程
２．３．１
图２－４同步电机的坐标矢量图
永磁同步电机 的矢量坐标系如图２．４所示。三相永磁同步电机在ＡＢＣ三相静
止坐标下的电压方程，如式（２．２） 所示：
“。＝疋
％＝墨
＂ｃ＝Ｒｓ
ｋ十百
；ｔ
ｄＶｏ
１６十ｉ
一≯丝．
出
；ｔ
‘
ｄＶｂ
（２－２）
式 中，虬、％、虬为ＰＭＳＭ的三相定子电压：屯、‘、‘分别为三相定子电流：墨
为单相定子绕组的电阻 ；虬、％、虬为三相定子磁链，而三相定子的磁链方程
为删：
虬＝ｋ－ｉ口＋心・毛＋帆。‘＋ 所’ｃｏｓ口
Ｉ
（２・３）
％＝＾‰・屯＋ｋ・‘＋＾ｋ－‘＋ｊ吵厂・ｃｏｓ（乡一 １２０。）｝
眈＝＾毛・ｉ口＋＾气・毛＋ｋ。‘＋吩‘ｃｏｓ（臼＋１２０。）Ｊ
式中，缈， 为转子永磁体产生的与定子绕组交链的磁链；三相定子绕组的自感系
数为ｋ、厶ｐ
ｋ：蚝、虬、 蚝、蚝、也和坂分别为三相定子绕组之
间的互感系数，秒为转子位置角。
根据以上公式可以得到 三相永磁同步电机的等效电路图模型，如图２．５所示。
１４

中南大学硕士学位 论文
第二章永磁同步电机控制原理
图２．５
ＰＭＳＭ等效电路图
根据坐标变换 原理及图２－４可以知道，三相定子电流的Ｃｌ酞ｅ变换的矩阵方
程式和Ｐ酞变换的矩阵方程式为：Ｃｌ酬ｋｅ变换的矩阵公式
１
一三
２
一三
２
厂乞］３
引２互
ｏ鱼一鱼
２
１
２
１
２
２１
２
豳
（２－４）
Ｃｌ酞ｅ反变换的矩阵方程如下：
１
一三
２
一三
２
匿卜
转换成矩阵运算式为：
ｏ笪一笪
２２
１
２
１
２
１
２
嘲
（２－５）
乞，如和毛、‘存在如下的数学关系：
‘＝‘ｃｏｓ乡一珏ｓｉｌｌ秒
‘＝屯ｓｉＩｌｐ＋‘ｃ ｏｓ乡
（２－６）
ｒ屯］
ｒ．ｃｏｓ乡
吲２【．ｓｍｐ
Ｇ
Ⅳ
ｈ
反变换的矩阵运算式为：
劣斛‰嘲
Ｃ
（２－７）
式中，坐 标系Ｐ酞变换的变换矩阵为：
＝
一ｓｉｌｌ乡］
∞．曼
秒秒
Ｓ
ｃｏｓ矽ｊ
ｌ
（２・８）
１５

中南大学硕士学位论文
第二章永磁同步电机控制原理
、
［；：］：：ｃ１２，，：，［ｉ：］ｃ２－９，
式 中反Ｐａｒｋ变换阵为：
‰－｜篇黝
％２，。ｌ—ｓｉｎｐ
ｃｏｓｐ
Ｉ
ｐ埘
Ｑ。１∞
从Ｃｌ破ｅ变换式和Ｐ破变换式关系可以得到三相静止坐标系到两相旋转坐标系的蛮换矩阵如下：
厅
ｃｏｓ秒
ｃｏｓ（ｐ一１２０。）
ｃｏｓ（秒＋ １２０。）
Ｃ－√孝
一ｓｉＩｌｐ
一ｓｍ（ｐ一１２０。）ｓｉｎ（秒＋１２０。）< br>（２－１１）
１
１
１
压
压
压
采用综合矢量变 换法的原理，从三相静止坐标系ＡＢＣ到两相旋转坐标系
么ｇ的各个物理量的坐标变换如下式所利３５１ ；
Ｃ０ｓ９
昏
ｃ。ｓ（ｐ一・詈万）ｃ。ｓ（口＋詈万）
一ｓｉＩｌｐ
—ｓｉｚｌ（口一・；万）一ｓｉｎ（秒＋詈万）
（２－１２）
ｌ
１
１２２
２
永磁同步电机的在么９坐标系下定子磁链方程可由式（２—３）、式（２—１１）和 式
［荔］＝ｃ［荔］＝ｃ｛［基瓮篷］［差］＋纷［｜｜ｉ垂：：≥Ｉ）
ｃ２－ｔ３，
盼醐Ⅲ纠
㈤
式中，厶和厶分别为直轴电抗和交轴电抗。
而定子三相电压在同步旋转坐标 系么９下的方程式为闭：
州埘Ⅲ三了捌
㈤
１６

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第二章永磁同步电机控制原理
式中，ｐ表示微分算子ｐ＝丢，永磁同步电机的电角速度ｑ ＝％。ｑ（％为电机
极对数，ｑ为电机机械角速度）。
由式（２．１４）和（２．１５）计算得 到：
‰＝Ｒ‘屯＋厶‘ｐ‘一致‘厶。毛
（２－１６）
“ｇ＝Ｒ’‘＋厶‘ｐｉｇ＋吐 ’厶’‘＋吐‘ｌ吩
（２－１７）
从式（２．１６）和（２．１７）可以近似得出永交、直轴电 压的等效电路图，如图２．６和图２．７
所示。
．
图２－６永磁同步电机直轴等效电路
＋
图２．７永磁同步电机交轴等效电路
将ＰＭＳＭ的电压方程与磁链方程经Ｃｌ盯ｋｅ 变换从三相坐标系ＡＢＣ经过坐标
变换为两相坐标系口、∥，该坐标下的方程式也是常有的一种变换形式 ，是直接
转矩控制的基础。变换后得到电压方程：
‰＝“＋厶鲁＋％鲁一∞吩ｓ洫ｐ
（ ２・１８）
坳＝冠・‘＋易鲁＋％鲁＋力盼ｓｉｌｌｐ
磁
链方程
％
＝
％
一
西
（２－１９）
％
＝
Ｒ且
％
一
疋足
．ｋ．砀
西

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第二章永磁 同步电机控制原理
式中，甜口、％为ＰＭｓＭ的两相口、∥坐标系下的定子电压分量；屯、知分别为口、 ∥
坐标系下的定子电流分量；
电感分量为：
％、％为口、∥坐标系下的定子磁链分量。 其中，
Ｉ厶＝（厶＋厶）／２＋（厶一厶）／２Ｃ０ｓ２ｐ
｛％＝（厶＋厶）／２一（厶一厶） ／２ｃｏｓ２汐
（２－２０）
ｌ％＝（厶一厶）／２ｓｉｎ２护
２．３．２运动方程< br>永磁同步电机的电磁转矩方程１３７。３９】：
瓦＝丢‘７０’（％。‘一％。岛）（２－２１）
也可以变换为：
瓦＝昙・～［吩・‘＋（厶一厶）・‘・‘］
永磁同步电机的转矩平衡 方程式为
（２－２２）
，．害＋Ｄ．譬坼Ｂ：互一瓦
ｄ２ｔｄｔ
’‘
‘
（２－２３）
、
。
其中，只为转子机械角度，
．，为转动惯量，Ｄ 为摩擦系数，Ｋ为扭矩系数。
永磁同步电机的运动方程：
丢・警呼瓦
２．４永磁同步电 机控制策略
㈣
永磁同步电机作为电动机的一种，可以用于开环控制和闭环控制，实现转矩、转速和位置的控制。下面主要阐述开环控制方法——ＶｖＶＦ控制和闭环控制方法
——矢量控制的相 关理论。
２．４．１
永磁同步电机矢量控制方法
在不同的应用场合，永磁同步电机矢量 控制策略可以根据不同的调速范围及
性能要求可分为以下几种形式：‘＝０控制；最大电磁转矩／电流比 控制；弱磁控
制；最大输出功率控制。加ｌ等。
（１）
‘＝Ｏ控制策略
当永磁 同步电机定子电枢电流的直轴分量‘＝Ｏ，永磁同步电机的电压方程
简化为
１８

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第二章永磁同步电机控制原理
蚴＝吲％
１
‰吨 ＋警＋功野，
Ｑ。２５’
直轴电枢电流等于０，相当于等效直轴绕组开路不起作用。如果不考虑 定子
直轴分量，只从交轴电压方程可以看出，永磁同步电机相当于一台他励直流电机，
定子绕组 电流中只有交流分量、永磁磁链。永磁磁链为转子永磁极产生的磁链且
大小不变，等效交轴绕组中的励磁 电势与转子角度成正比１４１１。因为定子磁动势空
间矢量与转子永磁体磁场空间矢量相互垂直，所以电 磁转矩与交轴电枢电流分量
成正比关系，即：
Ｚ＝吾一ｐｙｒ‘
＝ｆｔ
２ｉ％ 吩～
（２・２６）
【Ｚ’２６）
此外，对于直轴电枢电流‘＝０的控制策略，如果要提 高功率因数，必须永
磁同步电机的交轴电感参数厶要小，该功率因数表达式为
∞ｓ矽：下—擎竺 马
（２．２７）
√（∞厶‘）２＋（Ｂ‘＋缈少／）２
其中，９为定子电压超前定子电 流的功率因数角，由上式可以看出交轴电流额定
时存在最大功率因数零转速，转速升高功率因数下降，但 总的功率因数还是比较
高的。这种控制策略对于永磁同步电机来说，其转速只能在额定转速以下范围内< br>运行，否则转子永磁磁场产生的感应电势就会等于甚至超过端电压，无法用于电
动机运行。
直轴电流‘＝０的控制策略简单但存在两个不足：一方面永磁电机本身气隙
磁阻不均匀，忽略了磁阻转 矩的作用，使得单位电流电磁转矩不是最大；另一方
面电机只能在额定转速以下工作。
（２）最 大电磁转矩／电流比控制策略
最大电磁转矩／电流比控制策略也称为单位电流电磁转矩最大控制策略１４ ２ｌ。
如定义定子电流幅值空间矢量方向与直轴电枢电流分量的角度为见，则有关系式
？二，＝ 二｝
‘＝ｉ，ｓｉＩｌｙ
ｌ
（２瑚）
Ｐ一７
将式（２－２８）代入式 （２－２２），则有单位电流转矩关于角度Ｚ的函数关系
詈＝言～（厶一厶）‘ｓｈｌ２ｙ＋吾～Ｉ吩ｓ ｉＩｌ７＝厂（７）
（２－２９）
为了求取单位电流转矩最大时刻可对函数／（７）求导，即< br>１９

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第二章永磁同步电机控制原理
型：ｏ
可知当单位电流转矩最大时电枢电流空间矢量幅值与相位角度关系
ｌ＝——————＿＝——— ———————一
４
（２．３０）
‘＝晶
（厶一厶）ｃｏｓ２厂
ａｙ
删
ＩＺ—ｊＩ－
、
。
消去变量五，屯，最终得到电枢电流电磁转矩最 大条件下电磁转矩与交轴电流分
量的关系为
乙一＝三％‘［√刃＋４（厶一厶）２薯＋吩】（２－３２）
由式（２－３２）可以看出，对于厶＝厶的隐极式永磁同步电机来说，最大控制策略与屯＝ｏ控制策略完全一样。而对于厶≠厶的凸极同步电机来说，如果厶＜厶，
直轴电枢电流分量 小于Ｏ，电枢反应起去磁作用，这种单位电流电磁转矩最大的
控制策略是以削弱转子励磁磁场，提高电机 功率因数的方法来提高单位电流电磁
转矩的，也即弱磁控制方式，可以扩大调速范围。相反，如果厶＞厶 ，直轴电
枢电流分量大于Ｏ，电枢反应起助磁作用，这种单位电流电磁转矩最大的控制策
略是以 增强励磁磁场，提高电机功率因数的方法来提高单位电流电磁转矩的。如
果电机转速超过额定转速将无法 满足电动机形式运行。
（３）弱磁控制策略
所谓的弱磁控制就是在电压达到极限值时，为了使电 机能以更高的转速运
行，必须维持反电动势等于额定状态时的大小而反电动势与转速和气隙磁通的乘积成正比，因此必须使转速与气隙磁通的乘积保持不变，即要使气隙磁通随转速
增大而减小。弱磁控 制永磁同步电机通常以凸极内埋式居多‘捌。
在永磁同步电机运行过程中，电压可以达到极限值（设允许 最大值‰），
那么其电压极限曲线在电压相平面上表示如图２．８所示。电压极限曲线的方程为
以＋《＝“三“
（２－３３）
忽略定子电枢绕组电阻，那么根据电压方程式（２．１５）可以得 到电流极限曲线方程
（吩＋厶‘）２＋（厶‘）２＝（竺手）２
磁电流的同时应减小交轴电流， 转速与去磁电流满足关系Ｉ删
』
（２＿３４）
当转子的转速超过额定转速时，为了维持 电流不超过极限值，在增大直轴去
国＝‰【（吩＋厶‘＋厶屯）（吩＋厶‘一厶‘）＋（厶ｋ）２】２< br>（２－３５）
加

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第二章永磁同步电机控制 原理
因此，当直轴最大去磁电流分量和对应的交轴电流分量分别为‘＝一孥时，
‘ｑ
能 达到的最高转速为
ｑ懈２
（２－３６）
弱磁控制的控制曲线如图２－８所示。
图２－８弱磁控制曲线图
（４）
最大输出功率控制
定义ｐ＝厶／厶，称之为凸极系数， 由弱磁控制原理可知永磁同步电机的电
磁功率和直轴磁链的关系
气
尸堋＝丢７０‘ｑ【 （１一ｐ）％＋户吩】‘
而交轴电流与直轴磁链关系
．
（２・３７）
（２－３ ８）
对方程（２－３７）求导并求极值，得到电磁转矩功率在极大值时的直轴磁链为
（２－３９ ）
：巫塑匠巫二２丝
４（１一ｐ）
此时的电磁功率最大，但有约束条件，即直轴磁链必 须大于等于零。电磁功率最
大点对应于电压极限环与电流极限环的交点如图２．８所示。
２．４ ．２永磁同步电机ＶｖＶＦ控制方法
永磁同步电机开环调速驱动系统，不需要安装位置和速度传感器，改 变供电
２ｌ

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第二章永磁同步电机控制原理
电源的频率即定子频率，就可以实现电机转速的调节。对于永磁同步电机来说，
定子频率不能改变太快 。如果要求永磁同步电机转速升高，那么定子频率必须增
大。在频率调节过程中，若定子磁场的频率上升 太快，则定子磁场转速增加就很
快，因为转子惯量转速来不及改变，使得定转子磁场之间的相位差迅速增 大，电
磁转矩增大；如果相位差超过永磁同步电机稳定运行范围后，电磁转矩反而减小。
只有电 磁转矩始终大于负载转矩，那么定转子磁场之间的相位差最终还是会恢复
到稳定运行的范围内，永磁同步 电机转速能正常运行。如果随着相位差增大，发
生电磁转矩小于负载转矩的情况，那么电机转子不仅得不 到加速，反而会减速，
造成转子跟不上定子磁场而出现失步现象。这样定转子磁场之间的相位差由于转< br>子减速将进一步增大，电磁转矩也由驱动变为制动，导致电磁转矩在以后的３６０
度电角度周期内 的平均值等于０，因为负载转矩作用转子不断减速，最终永磁同
步电机停止运行，调速失败。
变 压变频控制即Ｖ”阡控制１１６Ｉ
ｌ删。根据电机学原理，异步电动机的同步转
速是由电源频率 和电机极对数决定的，在改变供电电源频率时，电机的同步转速
也相应的改变。同样地，当永磁同步电机 在负载条件下运行时，电机转速低于电
机的同步转速，两者的差值就是转差，转差的大小与电机的负载有 关。电机定子
每相感应的电动势的有效值为
．
Ｅ＝４．４４ＺＭＫ丸
（２－４ ０）
式中，Ｅ为气隙磁通在定子每相中感应的电动势有效值（Ｖ）；Ｚ为定子频率
（Ｈｚ）：Ⅳ ｆ为定子每相绕组串连匝数；Ｋ。为基波绕组系数；丸为每极气隙磁通
（呐）。由异步电机的Ｔ型等效电 路，异步电机端电压与感应电动势的关系式为
玑＝Ｅ＋Ｒ‘
（２－４１）
式中，足，‘ 分别为定子绕组阻抗及其流过的电流。在电机控制过程中，使每
极磁通九保持为额定值不变是关键的一环 。磁通太弱，没有充分利用电机的铁
心，是一种浪费；若增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励 磁电流，严
重时会因绕组过热而损坏电机。在永磁同步电机和交流异步电机中，磁通丸是
定子和 转子磁动势合成产生的，因此由式（２－４０）可知，只要同时协调控制巨和
Ｚ，就可以达到控制，并使 之恒定的目的。当定子频率Ｚ较高时，感应电动势
的值要远大于式中第二项，因此可以忽略定子阻抗压降 和感抗压降，认为定子相
电压玑≈巨，则得
，，
九＝墨二｝
）ｌ
（２ ＿４２）
改变定子侧的输入电压，即可调节电动机的频率，这就是恒压频比（Ｖ／Ｆ）的控制
方 式Ｉ蚓。这是额定频率下的调速方式，当超过额定频率时，定子侧输入电压不变，

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第二章永磁同步电机控制原理
随着频率的上升，磁通将下降，相当于直流电机里 面的弱磁升速。如果定子频率
Ｚ较低时，定子阻抗压降和感抗压降作用明显，感应电动势Ｅ。较小，磁通 丸不
饱和，因此会带来电磁转矩的影响，如果要使电磁转矩在低速下与负载转矩平衡
则需引入低 频电磁转矩补偿，具体的补偿原理将在后面章节中详细描述。
ＶＷＦ方法实现起来简单，便于控制在调速 性能要求不是很高的场合较为适
用。由于是开环控制，所以对整个系统的控制不是特别的精确。
２．５
ＳＶＰＷＭ技术原理
空间矢量调制就是根据确定位置的有限个空间矢量组合作用来产生满 足任
意位置和一定幅值范围需要的空间矢量的过程。空间矢量调制技术在电压源逆变
器供电的情 况下，就是以三相对称正弦电压产生的圆形磁链为基准。通过逆变器
开关状态的选择产生ＰＷＭ波形，使 得实际磁链逼近圆形磁链轨迹，而且可以较
好地改善电源电压的利用效率１４“８】。
定义星型 连接的定子三相绕组上的相电压瞬时值分别表示为“删、‰和
‰，那么任意时刻的电压空间矢量可表示为
’
．
“心＝Ｍ铀＋向ｓ，＝詈（”删＋口甜肼＋口２“ｃⅣ）（２．４３）
式 中，单位复矢量为口＝Ｐ－，２棚．
式（２．４３）中包含两个坐标系统，即将三相瞬时值”州、‰和ｚ ｈ变换到两相
瞬时值‰和‰。
式（２－４３）中的瞬时值“删、材删和‰还可以表示为：
材删副＾叫Ⅳ１
‰＝％一材ⅣＪ
‰＝‰一‰｝
由１＋口＋口２＝Ｏ关系式可简化式（ ２铂）得
（２－４４）
‰＝詈（‰＋绷占＋口２％）
Ｐ
（２－４５）
Ｃ
Ｇ
图２．９三相电源逆变器

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第二章永 磁同步电机控制原理
图２．９为三相电压源逆变器的原理图。将逆变器的六个开关状态用邑、＆和
昂表示，规定逆变器的上桥臂导通时开关状态为ｌ，则下桥臂导通的开关状态为
０。将这种开关状态进 行排列组合，可以得到（０００）（００１）（０１０）（０１１）（１００）
（１０１（１１０）和（ １１１）的８个开关状态（只品＆）的组合，如果直流母线电
压等于屹，并且将接地端作为零电压参考点 ，那么每相电压瞬时值与开关状态
邑、品、＆和％的关系为
％＝％邑ｌ
（２—４６）< br>‰＝％品｝
％＝％＆Ｊ
将式（２．４６）代入电压空间矢量计算式（２・４５），电压空 间矢量可写成开关状态
邑、品和＆与的函数表达式：
‰（邑＆品）＝÷魄（只＋码＋口２＆）< br>Ｊ
（２－４７）
根据８种逆变器的开关状态可以计算不同开关状态下的电压空间矢量，如 表
２．１所示：
袁２．１逆变器工作方式与三相输出电压关系
由表２．１的计算结果可 以画出相应的定子电压空间矢量，如图２・１０所示。
这８种开关状态有两个状态所对应的电压空间矢量 幅值为零，分别是（１１
１）和

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第二章永磁同步 电机控制原理
（０００）这两个状态，即零电压矢量。其余六种状态的电压矢量幅值相同，都为
２％／３，这些电压矢量是均匀分布的，在整个复平面内划分为六个扇区区域，
这六个扇区进行编号Ｉ、 ＩＩ、Ⅲ、Ⅳ、Ｖ和Ⅵ，后面章节将进一步分析这６个扇
区的划分问题。
图２．１０逆变器输出 的电压空间矢量
２．６本章小结
本章主要介绍了永磁同步电机的矢量控制和ＷⅦ控制理论。首先 描述永
磁同步电机在三相静止和两相旋转坐标系下数学模型，对其运动方程也做了分
析，列出了 永磁同步电机的输出转矩方程，进一步分析影响转矩输出的因素，为
同步电机的控制提供数学理论基础。 在永磁同步电机数学模型的基础上，详细介
绍了永磁同步电机的矢量控制方法和Ｖ叭，Ｆ控制方法，并对 矢量控制的几种控
制方法进行了比较和分析，对各自的优缺点进行了讨论。最后介绍了电压空间矢
量调制的原理，为后面的软件部分提供理论依据。

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第三 章永磁同步电机ＦＯＣ方法
第三章
永磁同步电机ＦＯＣ方法
在直流无刷电机的传统矢量 控制为方波驱动定子，即给一对绕组通电直到转
子达到下一个位置，然后电机换相到下一步，而这种方波 控制容易产生转矩。早
期的定频和变频空调（第二代空调——频率在３０Ｈｚ～９０Ｈ．ｚ）的矢量控制 基本采
取方波控制原理。当空调压缩机运行在中高频阶段时由于转子的惯性作用使得转
矩波动不 明显，如果空调压缩机运用于３０Ｈｚ以下频率，由于负载始终处于动态
变化中，且在低频运转下转子惯 性作用不明显，此时方波控制的转矩波动就会使
电磁转矩和负载转矩无法平衡，故而方波矢量控制很难满 足低频运行要求。此外，
由于全封闭的压缩机无法安装位置或速度传感器，更加剧了方波控制的难度。磁
场定向控制（ＦＯＧ－Ｆｉｅｌｄ
Ｏｒｉｅｎｔｅｄ
Ｃｏ腑０１）是当代变频调速技术 的突破，无位置
传感器ＦＯＣ技术可以利用ＰＭＳＭ转子上的永磁体所产生的恒定转子磁场，可以
直接对转矩进行有效控制，能较好的处理动态负载变化，因此ＦＯＣ凭借其在控
制上的技术优势在空调 业界中被广泛运用。１８０度正弦波驱动方式就是采用ＦＯＣ
技术与ＳＶＰＷＭ技术。
３．１< br>永磁同步电机ＦＯＣ控制算法
永磁同步电机的ＦＯＣ技术归根结底是通过坐标变换技术把永磁同步 电机（实
际是交流电机中的一种）的定子电流分解为转矩分量和励磁分量，从而实现类似
直流电 机来控制电机的输出转矩及磁通，使电机控制的动态性能和精度大大提高
Ｉ捌。一般地，电机的转速是由 电机的转矩来控制的，从永磁同步电机的转矩方程
式（２．２１）可以看出，转矩则是由电流的直轴分量 ‘和交轴分量乞共同决定的。对
于表面贴装式永磁同步电机，由于厶＝厶，式（２．２２）中的结构转矩 部分为零，只
有对交轴电流部分，对交轴电流的控制就相当于对直流电机的电枢电流的控制，
可 以很容易通过调节交轴电流来控制输出转矩。对于内埋式永磁同步电机由于
厶≠厶，就可以通过控制交轴 电流和直轴电流来分别控制电机的转矩和磁链，
不仅有效的利用了结构转矩提高了转矩的输出能力，还可 以通过控制直轴电流来
改变磁链，实现弱磁控制。图３．１为典型的ＦＯＣ控制原理图，由以下几个模块 组
成：
（１）空间矢量调制模块。决定逆变器３个桥臂开通与关断的时刻；
（２）三相 相电流电采集与读取模块。通过精密电阻与放大电路测量三相定
子电流；
（３）转子速度／位置 反馈模块。转子位置和角速度信息一般可以采用霍尔传

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第 三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
感器或增量式光电编码器测量，也可用无位置传感器算法进行估算：
（４）ＰＩ模块；通过电流环与电压环的ＰＩ调节器计算得到参考的转矩电流与
励磁电流
（５ ）坐标变换模块。
图３．１典型的永磁同步电机ＦＯＣ控制框图
控制系统在以上模块的配合下很 容易实现各种控制算法，实现过程可以分为
以下几个步骤：
（１）测量三相定子电流。先测量得 到相电流ｆｄ和厶，可通过艺、“Ｃ的下
列关系计算出‘：艺＋厶＋之＝０：
（２）Ｃｌ出变换 。将三相电流变换成两轴系统，该变换将得到变量艺和如，
从定子的角度看，乞、厶是相互正交的时变电 流值；
（３）Ｐ酞变换。按照控制环上一次迭代计算出的变换角口，来旋转两轴系
统使之与转子 磁通对齐。屯和ｆｄ变量经过该变换可得到旋转坐标系下的正交电流
分量屯和‘，在稳态条件下，屯和乞 是常量。
（４）误差信号由屯、‘的实际值和各自的参考值ｆ：、ｊ：进行比较而获得。ｆ：
控 制转子磁通，（控制电机的转矩输出，误差信号是到ＰＩ控制器的输入，控制
器的输出为屹和圪即要施加 到电机上的电压矢量。
（５）算出新的变换角矽。利用位置传感器得到角度信息或者无位置观测器
算法估算出新的角度９，从而可告知ＦＯＣ算法下一个电压矢量在何处。
（６）通过使用新的角度，可 将ＰＩ控制器的屹和圪输出值逆变到静止参考坐
标系。该计算将产生下一个正交电压值圪和％。
（７）圪和％值经过逆变换得到三相值圪、圪和圪。该三相电压值可用
ＳＶＰＷＭ技术计算新的ＰＷＭ占 空比值，以生成所期望的电压矢量。

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第三章永磁同步电机 ＦＯＣ方法
上述步骤的核心关键在于变换角ｐ的计算。一般而言，永磁同步电机的转子
是永磁体 ，若要达到最佳效率的控制必须得知转子的位置角，以产生相当应当磁
场使电机输出最大转矩来旋转。加 装霍尔传感器和光电编码器可以很容易测量到
转子的位置，然而在一些应用场合中由于环境温度很高、压 力很大，无法安装霍
尔传感器，且光电编码器的成本较高，如空调压缩机。因此不安装位置传感器采用无位置控制技术估计转子位置角便成为永磁同步电机控制中的一项重要的研
究方法。
在文 献上所提到的无位置传感器控制方法可分为三大类ｌ蜘侧，第一类是直接
或间接量测与转子位置有关的信 号，例如反电动势信号，此类方法实现简单，但
是由于在电机转速低时，所得到的反电动势信号误差较大 ，同时若无有效的补偿
机制，因此较难适用于低转速控制；第二类方法是借助电机的数学模型来设计电< br>机转速及转子位置观测器【５粥剐，由于此方法的准确度与电机参数密切有关，因此
有一些方法提 出利用自适应方法调整机制来修正电机参数的不准确性，然而必须
要付出更多的计算量，故需要采用计算 能力较强但成本较高的微处理器，如
删，或者ＤＳＰ微处理器。第三类方法是利用转子的凸极性或是磁饱 和特性
１５㈣ｌ，也就是用输入一个高频的激发信号来检测电机转子的磁极位置，由于此方
法与 电机参数无关，因此可适用于较低转速情况下的控制，然而在这些高频的激
发信号可能会产生一些不必要 的转矩脉动，造成运转上的问题。本章将在永磁同
步电机的数学模型的基础上结合第一类方法与第二类方 法的优点，着重论述一种
表贴式永磁同步电机（ＳＰＭＳＭ）无位置传感器控制方法，一方面采用新的观 测器估
算转子位置角，另一方面改进低速补偿控制机制。
３．２无位置传感器控制技术
为了求取空调压缩机的转子位置信息，首先需建立起对应的电机控制模型，
既可以建立为内埋式永磁同步 电机也可以是表贴式永磁同步电机模型，但前者需
要考虑厶≠厶，计算量相当大、参数多、模型较复杂。 为了达到简化控制的目
的，本章将以表贴式永磁同步电机的模型来展开分析。
３．２．１
ＳＰＭＳＭ数学模型
如图３．２所示，ＳＰＭＳＭ在定子两相静止筇坐标系的电压方程为：
阱 严≯墨五料国“嚣］
ｈｊ—Ｌ
ｏ
墨＋儿ｎｊ～即【－ｃｏｓｐ
Ｊ
仔・ ，
ｕｑ’
并经过坐标变换得到转子两相旋转由坐标系的电压方程为：

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第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
盼严≯０地卜吩［ｏ］
口为转子位 置；盼为转子永磁磁链；ｐ为微分算子。
Ｉ材ｄＩＩ墨＋ｐｔ一国厶ｌｌ乞ｌ……Ｉ
ｏ
Ｉ
ｈＪ【国‘
足＋儿儿‘Ｊ
叫【－１Ｊ
ｐ２，
Ｖ叫
，．．、
其中：‰、坳、蚴、％分别为定子电压印轴及由轴分量；乞、嵇、乙、‘分别
为定子电流妒轴及 由轴分量：Ｒ、丘分别为定子电阻、电感；缈为转子转速；
ＳＰＭＳＭ无位置传感器控制系统，由于转子 位置口不能通过检测得到，其估
计位置见与实际位置ｐ之间存在误差％＝见一ｐ。设基于估计位置包的转 子两相
旋转坐标为ｄ。矿，对应的空间向量坐标关系如图３．２所示，式（３—１）经坐标变换得
到ＳＰＭＳＭ在转子估计两相旋转ｄ‘矿坐标的模型为：
附皆最料圈
换算到ｄ。ｇ。坐标形成 的：
仔３，
其中：吐为转子估计转速，定义∥ｇ。坐标下的反电动势为《、《，它是由估计电压方程与真实电压方程之间在由轴电压分量上的估计差值经由图３．２坐标变
盼嘶瞄乏］
就可以得到精确度控制。
３．２．２转子位置误差角估算
ｃ３呦
％作为估计ｓＰＭｓＭ 速度和转子位置的一个重要信息，在电机运行过程如果
设法使幺，的值接近零，则可以确保估计电压方程 逼近真实电压方程，这样系统
式（３・３）包含微分项厶（ｐｆ），将给转子转速和位置估计带来误差， 甚至使控制
系统变得不稳定。在实际应用中，当转速与电流稳定时，实际电流ｆ在电流调节

中南大学硕士学位论文第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
器的作用下总是趋近于给定的输入值ｆ ．，可以认为此时等≈ｏ。从实际出发简化
ｄ。ｇ。坐标系电压模型，将式（３．３）化为：
啪 鑫警料他啦纠
＠５，
在无位置传感器控制系统中，匆轴电压方程式无法直接获得，为了计算％< br>引入前馈控制。前馈控制可以迅速有效地补偿外界干扰对系统的影响，使ｄ。口。坐
标系电压模型 始终能良好跟随前馈参考量。定义前馈控制设定值为嵋一矿，嵋一∥
酗＝盱磐料纯吩［ｏ］
误差 电压直轴分量‰盯和交轴分量％研为：
Ｂ回
式（３－６）为ＳＰＭＳＭ的理想电压方程，将此式 作为等效由轴电压方程。由式（３．５）、
（３—６）可知，估计值与参考值之间的电压误差可以由电流 环ＰＩ调节器来补偿。定义
融尝二舅二糍二袋警麓棚
【‰一舯＝足（《一‘）＋吃厶（巧一艺） ＋吐吩（ｃｏｓ％一１）
进一步简化得到：
ｐ７，
、７
当系统稳定工作时，在 电流调节器和前馈控制作用下ｆ‘≈广，且％很小，式（３．７）
竺坐≈塑！垒二１２
％。ｓｉｎ％
≈一：丝
２
口
（３－８）
最终得到：
％：一丝 卫
３．２．３锁相环控制器
（３－９）
锁相环采用ＰＩ控制器，转子位置差角只孵通过 它可以估计转子转速
ｑ＝群％＋墨Ｊ％西
其中砗为比例系数，Ｋ为积分系数。可以由ｑ可得转子 位置估计值
（３—１０）
见＝Ｊ吐硪
（３—１１）
锁相环简化结构如图３．３ 所示，在前向通道利用ＰＩ控制器获取位置估计值吃
作为反馈信号。反馈通道则将坐标变换后的估计电流 、参考电流和前馈控制值作
为输入量，经过转子误差角度估算最终得到％。锁相环控制器的作用是调整％

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第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
值为０，判断位 置估计值包与转子实际位置口超前或滞后的差值，在估计位置超
前或滞后时，锁相环控制器则分别降低或 增加估计转子转速吐。
ｌ等屯一ｉ
Ｉ
（３—９）
Ｊ‘Ｉ五厂
吻（ｇ） Ｉ
．・＼吓一＼：；ｙ
ｌ蚴（ｇ）一∥
Ｉ
ｚ咖
图３．３锁相环简化结 构框图
由上述模型及公式建立ＳＰＭＳＭ无位置传感器控制系统结构如图３－４所示：
系统采用 双环结构，内环为电流环，外环为速度环，完成闭环控制；其中包含速
度和位置估计环节：输入屹一婀和 ％一钟，输出ｑ和包。考虑ｄ。ｇ。坐标系的估计位
置吃不能由转子误差角％直接校正，采用速度和位置 估计环节的锁相环（ＰＬＬ）
控制技术，利用％校正转子估计转速吐，进而得到估计位置幺。
．
图３．４无位置传感器控制系统框图
此ＳＰＭＳＭ的无位置传感器控制系统选择转子位置差角％ 作为控制变量，只
需确定锁相环控制器的ＰＩ参数就可以估算出位置角度，在一定程度上简化了参数计算。
３．２．４低速下锁相环控制器的改进
在ＳＰＭＳＭ的无位置传感器控制系统中，转 子的位置估计是基于反电动势技
术的，位置估计是根据电压和电流估计位置角和速度。在较低速度范围内 ，这种

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第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
技术对定 子电阻特别敏感。由于电机的反电动势很小，并且开关设备的非线性特
征会产生系统噪声，因此很难得到 关于电机终端的实际电压信息。在中高速范围
内，利用反电动势方法可以获得较好的位置估计，但在低速 范围内则不行。而且
由于反电动势电压的幅度与转子转速成比例，静止时无法估计初始位置。所以，从未知转子位置启动可能伴随着暂时反向旋转，或者可能导致启动故障。因此，
在零速和低速时，反 电动势电压不够高，无法用该矢量控制方法。对于从零速度
开始的无缝操作，锁相环控制器需进一步改进 处理。
为了克服低速运行和零速时转子位置估计误差大的问题。由式（３—５）又可得另
一个计 算％的式子：
蚴胛＝ｑｙ，ｓｉｌｌ％≈ｑｙ，％
（３－１２）
小％２蛩
速。 由式（３．８）与式（３—１２）联立可得
Ｋ≈一』生竺一
（３－１３）
其中Ｋ为常数 ，且为锁相环结构在中高速与低速情况下交界点处的估计转子转
（３．１４）
起动时类似于开环 的Ⅵ控制作用。在低速改进的锁相环结构框图如图３－５所示。
又从式（３—１４）可以看出，当ｑ≈ｏ 或很小时，醵的大小受到Ｋ限制，使警在
图３・５低速锁相环结构框图
由图３．５的锁相环结构 ，可得锁相环传递函数开环频域特性的相位裕量７为：
，＝１８０。＋龇ｇ【Ｇｃ（／婢）Ｇｐ（，ｑ） 】
（３－１５）
其中，令传递函数Ｇｃ（ｓ）：！垡兰，Ｇ，（ｓ）：｛。开环频率特性上幅值 穿越频率吐
所对应的幅值为１，即
ＧＯＵ哆）ＧｊＵ哆）Ｉ－１
（３一１６）
３２

中南大学硕士学位论文第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
由Ｇｃ（ｓ）、Ｇ， （ｓ）代入式（３・１５）和（３－１６）得到：
鳞＝
（３－１７）
７＝～等
裕量，＞ｏ，通常要求ｙ＝４０。一６０‘。据此确定ＰＩ控制器的系数巧，置。
同理，如图３．５所示 ，低速系统的幅值穿越频率
（３－１８）
系统的开环传递函数在ｓ的右半平面上无极点，欲使闭 环系统稳定，其相位
（３－１９）
通常情况下，为了保证系统的动态性能的快速性及减小估计误 差，应增加锁
相环ＰＩ调节器的幅值穿越频率嚷与估计转速哆的比例。如图３．６所示，通过减
小系数ｘ可以在较低的速度区域内提高锁相环带宽，以此改善低速下系统的快速
性。同时，ｘ值又受限于 一≤％，当Ｋ越小，则中高速的锁相环结构越向低
．．
２
ｚ‰Ⅳｙ，
速偏移。 当足值足够小时，容易导致不稳定，需要对Ｋ值进行限定。因此尺值需
满足丛趋近为０的条件。
蚴胛
图３石带宽吐与估计速度吐的关系示意图
３．３压缩机低速转矩补偿
目前普通家用 变频空调通常选用成本相对低的单转子压缩机。当转子压缩机
在低频率运行的情况下，转子的不平衡性易 导致连接压缩机的盘管大幅振动，周
期性的低频振动在整机管路和系统间产生共振，不但会形成噪声，严 重的还可能
造成管路断裂。而变频空调长期低频运行，振动问题更加突出。负载周期变化造

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第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
成转速周期性波动的原因与压 缩机的工作方式有关，即与压缩机负载与压缩机的
吸气和排气压力有关。如图３．７所示，负载的转矩与 压缩机的机械角度的关系。
一负荷扭矩（Ｎ．盟）‘
一平均扭矩（Ｎ．ｍ）
，
－八‘
，＼
一
，。
，
，
・＼
＼，
畲
芝
、－，
Ｉ＼
＼Ｉ
、
／
，
ｊ，
壤
罨
／
／１
ｆ＼
、
、
、
／、
／ｊ
Ｊ—，ｒ
＿，ｒ
，
／
＼
＼
｛＼
＼
Ｉ、－< br>０２０４０６０８０１００１２０１４０１６０１８０２００２２０２４０２６０２８０３００３２０３４ ０
３６０（。）
图３・７负载的转矩与机械转角的关系图
由图３．７可以看出，由于负 载转矩在压缩机转子转动的一个机械周期内转矩
波动较大，必然导致转子速度会在机械周期内有波动，其 中当负载转矩大时，由
于提供的电磁转矩不够大，则会使转子的转速相对低，相反负载转矩小，则转子< br>转速相对高。采用ＦＯＣ控制方法，速度控制比较及时，但是速度环慢，转速ＰＩ
调节形成的参考 转矩电流给定不能及时跟随负载的波动变化。因此，本文提出一
种补偿方法，其基本思想就是在压缩机起 动后稳定于某一个设定转速下，在没有
加入转矩补偿时，先计算出负载力矩与转速波动的相对偏移角度， 确定最大负载
转矩时刻与估计的转速波动之间的相位关系角。在参考转矩电流ｉ：上叠加一个与
当前压缩机转速周期相同的转矩补偿分量Ｃ。，该分量决定了转矩补偿量的大小，
这种补偿机制实际是一 个前馈补偿。在不同的转速下，ｅ。幅值的大小是不相同
的，可以根据参考转矩电流ｉ：的大小，按照一 定比例选择ｆ：。的幅值，具体的比
例系数是按照压缩机在运行过程中实际振动效果通过实验获得的。< br>３．３．１压缩机负载转矩的分析
压缩机负载可以按照傅立叶级数展开，将其定义为
三< br>瓦＝瓦ｏ＋∑已（，匾ｒ＋岛）
一暑ｌ
（３－２０）
其中西表示压缩机当前转速 下的平均速度，岛为负载转矩的相对偏移角度。周

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第三章 永磁同步电机ＦＯＣ方法
缉。＝｛萼ｓｉｎ（或ｒ＋岛一恤一１（耳ｏ））
＝４，Ｉｌ
ｓｉｎ（耳，＋或）
式中缉。为基波负载的转速，０为机械周期常数，口，。为基波负载的加速度，又< br>２亨
。＝彘，口，ｌ＝争ｏ。藏’口，ｔ
由式（３－２１）与式（３—２２）可以得到< br>（３－２２）
【３－２２）
厶１＝—咎，瓯＝岛一ｔａ盼‘１（巧ｆ，）
（３． ２３）
利用三角函数的正交特性，消去相关变量，式（３－２１）可以变换为
要：吼如（邳矽（ 邳卜擘１ｓ斌邳＋印如＠ｆ）烈可）
求解式（３．２４）式等号右边的积分为
（３－２４）、’
ｒ彳谚。ｃｏｓ（耳，）ｄ（犀，）＝ｒ膏厶。ｃ。ｓ（耳ｒ＋瓯）ｓｉＩｌ（西ｆ）ｄ（西ｒ ）
Ｋ
Ｃ０ｓ（酬酗砜ｓ试或
度与基波的波动转速幅度
ｌ：石霹ｌ
ｓｉ Ｉｌ（耳，）ｄ（两ｆ）＝巩ｌ
ｃｏｓ或
。也５’
联立方程式（３－２１），（３－２ ２），（３－２３）和（３－２５），最终可以得出负载转矩的相对偏移角
～［一］
和监型型型 掣生型型
岛＝哦一ｔａＩｌｑ（霹ｏ）
（３－２６）
３．３．２转矩补偿的算法
由于压缩机的吸气和排气压力与转速、压缩机所处的室内外环境温度相关，
是实时变化的，所以式（３ ．２５）所得到底幅值随不同转速和工况而变化，需要根据
具体的振动情况确定。但负载相位偏移角度则 可以由压缩机转子位置与电机初始
位置确定。
具体的补偿步骤如下：

中 南大学硕士学位论文第三章永磁同步电机ＦＯＣ方法
第一步：将式（３・２０）去除直流分量后的计算Ｃ 值，并将此值存入内存表，或者根
据公式写出函数体。
Ｃ＝∑乙（刀茸，＋岛）
（３－ ２７）
开＝ｌ
第二步：压缩机起动后稳定于某一个设定转速下，在没有加入转矩补偿时，根据< br>公式（３．２６）计算出负载力矩与转速波动的相对偏移角度皖。
第三步：不同频率下按照实验效 果确定补偿量的补偿系数疋的幅值。
第四步：不同频率下，相对偏移角度有相移现象，可以根据下式得到 相移角度已，
最终的相对角度为岛＋只。
Ｂ＝ｔａｎ。１（犀０）
（３－２８）
第五步：计算补偿转矩分量ｆ：。。
Ｃ．。（互ｆ）＝恕‘（露ｒ）ｒ（耳ｆ＋岛一Ｂ）
（３ —２９）
３．４本章小结
本章主要从控制原理和控制方法两个方面详细地介绍永磁同步电机ＦＯ Ｃ的
控制方法，提出基于反电动势的表贴式永磁同步电机无位置传感器的控制策略，
用于估计转 子位置角度及转子速度。在无位置估计算法的基础上提出低速转矩补
偿的原理及补偿算法。

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第四章空调压缩机控制系统的实现
第四章变频空调压缩机控制 系统的实现
当电力电子技术朝着高频、高压、大功率、模块化和智能化方向发展的同时，
随着微 电子技术的发展，微机和数字控制处理芯片的运算能力和可靠性也得到很
大的提高，以单片机为控制核心 的全数字化控制系统不断地取代传统的模拟器件
控制系统。但是单片机只能处理信息量不大的简单系统， 对于交流电机这样复杂
处理器（删、ＤＳＰ等）芯片的嵌入式解决方案。以删、ＤＳＰ构成的电机控技术的发展，该类芯片的功能将会越来越强大。这样可以将系统控制、故障监视、
诊断和保护、人机 交互接口等功能集成一体，实现高性能复杂算法的控制系统。
的控制系统，要求存储多种数据并具有快速 、实时处理能力，可以采用微机、微
制系统相对于单片机或微机具有更高的精度和速度，而且存储量大， 具有逻辑控
制功能和各种中断处理能力，丰富的数字输入输出口、通信口、专用电机控制
ＰＷＭ 输出口，各种控制硬件集成在同一芯片，随着大规模与超大规模集成电路
电机的删、ＤＳＰ控制系统具有 以下特点：
（１）控制的精度大大提高。采用哈佛结构或者改进的哈佛结构，使数据和
程序相互 独立的总线结构提高了计算能力；具有丰富的逻辑判断功能和大容量的
存储单元，因此可以实现复杂的控 制规律。
（２）简化电机控制器的硬件设计，体积小，重量轻，能耗低。
（３）系统可靠性高。 由于芯片设计保证内部元器件在额定工作状态下平均
无故障时间远远超过分立元件构成的模拟电路。（４）数字信号不存在温漂问题，不存在参数变化的影响。被控量可以很大
也可以很小，内部计算精 确度都很高。
（５）硬件的统一性与软件的灵活性有机结合，删、ＤＳＰ电机控制电路硬
件可以 统一，如控制三相逆变器驱动相应的感应电机、永磁同步电机，其硬件结
构基本统一，但软件可以根据具 体电机的控制规律进行设计和编写，而且可以根
据电机不同的工况，选择最有利的参数、控制系统结构、 控制策略等，使系统具
有很强的灵活性。
（６）可以实现复杂的数字控制计算，除了指令、信号 反加减乘除和逻辑运
算外，还可以实现诸如状态估计、数字滤波、监控、报警、故障诊断和保护等功能。
考虑整个系统的硬件成本，本文采用删电机控制系统，主控制芯片为
ＳＴＭ３２系列微 控制器的主要优点如下：
３７
ＳＴＭ３２Ｆ１０３ＲＣＴ６，该控制器是意法半导体（ＳＴ）公 司的ＳＴＭ３２系列微控制器
的一种，是一款电机专用芯片。

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第四章空调压缩机控制系统的实现
１）使用先进的ＣｏｎｅＸ—Ｍ３内核。采用适合于微控 制器应用的三级流水线，
同时增加了分支预测功能。采用独立的指令总线和数据总线的哈佛结
构 。集成了嵌套向量中断控制器（ＮＶＩＣ）对用户使用中断编程带来了
很大的便利。
２）杰出的 功耗控制。对运行模式下高效率的动态耗电机制、待机状态时的
店内消耗和电池供电时的低电压工作能力 进行了优化。
３）创新的外设。两路高级外设总线（ＡＰＢ）结构，其中一个高速ＡＰＢ（可
达 ＣＰＵ的运行频率），连接到该总线上的外设能以更高的速度运行。
４）最大程度的集成整合。内嵌电源 监控器，减少对外部期间的需求，包括
上电复位、低电压检测、掉电检测和自带时钟的看门狗定时器；使 用一
个主晶振可以驱动整个系统；内嵌８ＭＨｚＲＣ震荡电路，可以作为主时钟
源。额外的针对 ＩＨＣ或看门狗的低频率ＲＣ电路。
５）提供了完整、高效的开发工具和库函数，帮助开发者缩短系统开 发时间。
ＳＴＭ３２固件库；ＵＳＢ开发工具集；开发工具。
ＳＴＭ３２微处理器的应用领域较 为广泛，可以很好地应用于一些需要低功耗
而功能强大的微控制器的嵌入式系统设计当中，或者很多通用 的可系统升级的方
案中，常见的应用如下：
１）工业领域应用：主要包括可编程逻辑控制器、打 印机、变频器、扫描仪、
以及工业控制网络；
２）建筑、安防领域：如报警系统、暖气通风空调 系统（ＨｖＡＣ）、可视电话
等；
３）低功耗应用：各种手持设备、电子秤、血糖测量仪等；< br>４）家用应用：各种电机控制；
５）消费类产品应用：如ＰＣ外设、ＧＰＳ平台、数码相机和游戏 机等。
率为７２ＭＨｚ，内置高速存储器（高达１２８Ｋ字节的闪存和２０Ｋ字节的Ｓ嗍，丰富
Ｓ１Ｍ３２Ｆ１０３ＲＣＴ６是使用高性能的删Ｃｏｎｅｘ．Ｍ３
３２位的ⅪＳＣ内核，工作频
的增强Ｉ／Ｏ端口和联接到两条ＡＰＢ总线的外设。包含２个１２位的ＡＤＣ、３个通用１６
位定时器和 一个ＰｗＭ定时器，还包含标准和先进的通信接口：多达２个１２Ｃ和ＳＰＩ、
３个ＵＳ甜玎、一个ＵＳ Ｂ和一个ＣＡＮ。工作于－４００Ｃ至＋１０５０Ｃ的温度范围，供电电
压２．ＯＶ至３．６Ｖ。
４．１
实验系统硬件设计
空调压缩机实验系统的硬件系统部分主要分为四个单元，分别是主电 路、
控制与保护电路、通信电路和检测电路。空调压缩机的控制系统硬件框图如图

中南大学硕士学位论文第四章空调压缩机控制系统的实现
４．１所示：
４．１．１主电路设计
主电路的采用交—直一交变频电路的原理，为空调压缩机提供三相电电压。
电网２２０Ｖ的交流 电源首先经过电磁兼容（ＥＭＣ）滤波电路滤除电网中的高频信
号，再通过单相桥式整流模块最后经过电 容滤波，为电压型逆变器提供稳定的直
流电压信号。逆变器输出频率、幅值均可变的三相交流电源用来驱 动压缩机。
（１）ＥＭＣ电路
在电网中或多或少存在谐波的影响，在整流电路之前加装ＥＭＣ滤 波电路不
但可以抑制对外来的电磁干扰信号，同时也对本电子设备产生的电磁干扰进行抑
制。Ｅ ＭＣ电路可以防止共模和差模干扰信号，其中差模滤波电感器ＬＦｌ０１与前
后两个Ｘ电容ＣＸｌｏｌ与 ＣＸｌ０２构成差模电路，可以有效地抑制脉冲电流的峰值，
从而降低电流谐波干扰，但不能提高功率因 数。两个Ｙ电容ＣＹｌ０１、ＣＹｌ０２与
地端构成共模电路，消除共模干扰。另外电路中还加入了可熔 断电流上限为２０Ａ
３９

中南大学硕士学位论文
第四章空调压缩机控制 系统的实现
的保险丝，防止过流；压敏电阻ＺＲ防止浪涌电压（抗雷击）出现等一系列保护措
施 。图４．２为ＥＭＣ滤波电路的原理框图。
图４－２
ＥＭＣ电路原理图
（２）逆变电路
整流电路采用单相不可控全桥整流，整流后会得到幅值稳定的直流电压作为
逆变器的电源。逆变 器的作用是将直流信号转换成频率可变、电压可调的交流信
号，是主电路的核心部分，本系统采用智能功 率模块（ＰＭ）ＩＤ２０ＦＴ０６Ａ１Ｓ。传
统的逆变电路是将６个ＩＧＢＴ或是ＭＯＳＦＥＴ与续流二 极管、驱动电路、过电流
保护电路、过热保护电路和短路保护电路等部分一起组合而成，元件多，电路复
杂。而口Ｍ则是将这些电路集成在一起，它由高速低功耗的管芯和优化的门极
驱动电路以及快速 保护电路构成。即使发生负载事故或使用不当，也可以保证
ＩＰＭ自身不受损坏。ＰＭ以其高可靠性，尤 其适合于驱动电机的变频器和各种逆
变电源，是变频调速，电力牵引，伺服驱动，变频家电的一种非常理 想的电力电
子器件。ＰＭ与以往ＩＧＢＴ模块及驱动电路的组件相比具有如下特点：
１）内含驱 动电路。设定了最佳的ＩＧＢＴ驱动条件，驱动电路与ＩＧＢＴ间的
距离很短，输出阻抗很低，因此，不 需要加反向偏压。所需电源为下桥
臂１组，上桥臂３组，共４组。
２）内含过电流保护（ＯＣ） 、短路保护（ＳＣ）。由于是通过检测各个ＩＧＢＴ集电
极电流实现保护的，故不管哪个ＩＧＢＴ发生异 常，都能保护，特别是下
桥臂短路和对地短路的保护。
３）内含驱动电源欠电压保护∞Ｖ）。每 个驱动电路都具有欠压保护功能。当
驱动电源电压小于规定值时，产生欠电压保护。
４）内含过 热保护（ＯＨ）。防止ＩＧＢＴ、ＦＲＤ（快恢复二极管）过热的保护功能。
５）内含报警输出０地Ｍ） 。该功能是向外部输出故障报警，当０Ｈ及下桥臂
ＯＣ、ＳＣ、ＵＶ有保护动作时，通过向控制ＤＭ的微 机输出异常信号，

中南大学硕士学位论文第四章空调压缩机控制系统的实现
能切 实停止系统。
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］
图４．３逆变电路原理图
图４．３为 逆变电路原理框图。微控制器输出的三路互补的ＰＷＭ波Ｕ、Ｖ、
Ｗ信号送入ｍＭ的３相桥臂开关接口， 经过芯片内部电路的隔离和放大，控制
桥臂的开通与关断，该ＰＭ模块需要外部提供１５Ｖ的工作电压。 在ＩＧＢＴ的３
个下桥臂的连接点共接一个阻值为０．０１５ｍＱ的精密采样电阻Ｒ１６０，用来采集压
缩机的相电流信号。当逆变桥路过流时，采样电阻两端有高电压值，通过电阻
Ｒ１６１反馈到Ｃ ＳＣ引脚，该高电平使ｍＭ模块的进入硬件保护模式。
（３）其他电源电路
单相反激式电路是一 种隔离式开关电源。反激式指在变压器原边导通时副边
截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量 释放到负载，给芯片供电。ＳＴ
公司的ＶＰＥＲｌ７是离线高压转换器，集成了高压８００Ｖ的功率部分 ，ＰＷＭ控制，
两级过流保护，过压保护和过负载保护，以及滞后热保护，软起动和故障条件消除
后自动重起等功能。ＶＩＰＥＲｌ７采用突发模式工作，消耗非常低电流，有助于满
足待机时节能指标 。本系统采用单相反激电路，它的工作原理是：当可调基准模
块ＴＬ４３１，其基准值为２．５×（１＋ ５．１／１）＝１５．２５Ｖ，大于电解电容Ｃ１０９两端的电
压值时，光耦二极管ＰＣ８１７导通，芯 片ＶＩＰＥＲｌ７的ＦＢ引脚电平拉低此时该芯
片内部ＭＯＳＦＥＴ导通，从而使变压器Ｔ１０１原边线 圈有电流变化，副边线圈感应
电流变化给电解电容Ｃ１０９充电，当ＴＬ４３ｌ的基准值小于电解电容Ｃ １０９两端的
４Ｉ

中南大学硕士学位论文
第四章空调压缩机控制系统的 实现
电压值时，光耦二极管ＰＣ８１７关断，芯片Ｖ砰ＥＲｌ７内部ＭＯＳＦＥＴ关断，变压器
Ｔ１０１的原边线圈没有电流变化，单相二极管Ｄ１０３与Ｄ１０５不导通，此时不对电
解电容Ｃ１０９ 进行充电。如此反复，最终产生直流电源信号。单相反激电路可以
产生可靠的１５Ｖ的直流信号，为ⅢＭ 和ＰＦＣ驱动芯片提供额定工作电压，而产
生的１２Ｖ信号再通过电源转换芯片７８０５和Ａ１１１７分 别转换为５Ｖ及３．３Ｖ电压信
号供给控制芯片ＳＴＭ３２Ｆ１０３ＲＴＣ６，如图４．４、４．５所示 。
图４－４单相反激电路原理图
Ｃｌ兜
１舛
图４．５其他电源信号原理图４．１．２控制电路
与其他微处理器的最小系统控制电路一样，以Ｓ１Ｍ３２Ｆ１０３ＲＴＣ６为主 芯片控
制系统同样需要电源信号、复位电路、儿～Ｇ／ＳＷＪ、晶振电路等构成了实验调试
的最 小系统控制电路。整个系统将实现Ｉ／Ｏ控制，Ａ／Ｄ转换，三相互补ＰＷＭ驱
动信号的输出及与ＰＣ等 上位机的通讯。图４．６为最小系统控制电路原理图。
４２

中南大学硕士学位论 文第四章空调压缩机控制系统的实现
图４．６最小系统控制电路原理图
４．１．３检测电路检测电路主要包括直流母线电压检测和相电流检测。下面分别对各种检测电
路进行分析：
（ １）直流母线电压检测
直流母线电压检测采用简单的电阻分压电路，实际电压与检测电压比为
１ ００：１。将分压后的母线电压信号经过电容滤波电路和双向二极管的电压限幅送
给主控芯片ＳＴＭ３２ Ｆ１０３ＲＴＣ６的ＡＤＣ引脚转换成为可识别的数字信号，检测电
路如图４．７所示，图中双向二极管 １ＳＳ２２６起限压保护，实际的直流母线电压不
能超过３３０Ｖ。
图４—７直流母线电压检测 电路
（２）相电流检测
电流信号是控制系统的一个可靠反馈信息，在ＦＯＣ控制算法中需要实现 励磁
和转矩电流解耦的控制，电流信号检测的完整性将直接影响着控制算法的准确
度，而在ＶＷ Ｆ控制算法中也需要电流成为反馈控制量，故相电流检测十分重要。
由于本硬件电路采用单电阻采样策略 ，需要根据ＳＶＰＷＭ的开通顺序确定三相逆
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中南大学硕士学位论文
第四章空调压缩机控制系统的实现
变桥臂的下桥臂的导通相，再根据三相电流瞬时关系：Ｌ＋厶＋丘＝ Ｏ，从而确
定三相电流的瞬时值。图４．８为本压缩机驱动系统的电流采样电路图。电流模拟
信 号的采样依靠差分放大电路的工作原理将微弱的采样电阻两端的瞬时电压压
降信号放大到微控制器可以接 受的工作电压范围内ｏ￣３．３Ｖ。图中的ＦＵ
Ｉ为采样
电阻放大后的电流模拟信号，它是将采 样电阻两端的电压放大８．２倍得到的。此外
电路中还可以采集采样电阻的平均电流的大小，即将采样电 阻两端的电压放大２０
倍，如图中的口Ｃ切５汛，用于系统的过流保护。
图４—８相电流检测电 路
４．１．４保护电路
电路的过流、过压保护在控制系统中是很重要，如前面所述，ＰＭ模块本 身
具有各种保护措施，ＰＦＣ电路中的ＩＧＢＴ也有过流保护。除此之外压缩机系统如
盘管的温 度，室内外温度的检测都是以保护整个系统的正常工作为目的。图４—９
为主电路的过流保护电路，通过 电流互感器Ｌ１０ｌ，实时检测电网输入电压低变
化，当输入电压高则互感器得到的电流信号大，反之电 流信号小。这样可以判断
该电流信号大小起动电源保护作用。
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ｌ：：…．
舰［一图４．９过流保护电路原理图

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第四章空调压缩机控制 系统的实现
４．２实验系统软件设计
系统的软件程序设计包括压缩机控制软件设计和ＰＣ上位机 通信控制软件。
前者采用Ｃ语言编写，开发环境为Ｅｍｂｅｄｄｅｄ
Ｗｂｒｌ出ｅｎｃｈ
Ｓｙｓｔｅｍｓ公司开发的一个集成开发环境（ＩＡＲ
ｆｏｒ删。该软件是Ｌ恹
目管理器、编 辑器、Ｃ／Ｃ＋＋编译器和删编译器、ＪＬＩＮＫ连接器和支持Ｉ汀ＯＳ的
调试工具Ｃ．ＳＰＹ，主要针 对删微处理器提供软件开发环境。后者是基于
ＬＡＢＶＩＥＷ软件平台。本节重点介绍压缩机控制软件的 设计过程。压缩机控制软
件结构包含主程序、定时中断程序、ＳＶＰＷＭ子程序、单电阻采样子程序、通 信
程序等。
４．２．１主程序设计
ＥＷＭ泓），该集成开发环境包含项
图４． １０主程序框图
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第四章空调压缩机控制系统 的实现
如图４．１ｌ所示为系统软件的主程序设计，该系统为转速与电流的双闭环系
统，采用第 三章中的ＦＯＣ控制方法，利用串口通信，通过调试界面可以实时调
节压缩机的速度以及ＰＩＤ等参数， 并能观测系统的运行状态。主程序主要完成
功能模块的初始化，中断标志位的查询，以及压缩机的保护机 制等。其中模块设
置初始化包括ＳⅣ３２的Ｉ／０管脚配置以及相关寄存器的初始化设置，同时空调系统的四通阀开关控制、室内外风机的控制、盘管的温度检测都是在初始化过程
中通过对相关继电器 的操作而开启的；中断查询则是在主程序中循环判断中断标
志是否产生，并且清除中断标志位，作为中断 程序的入口；压缩机的保护措施主
要有系统的过电压、欠电压、过电流和以及功率保护，保障压缩机稳定 而安全地
运行。
由图４．１０中的流程可以看出，参考电流的计算（转矩电流与励磁电流）、< br>转矩电流补偿、ＳＶＰＷＭ计算、单电阻采样、坐标公式变换（Ｃ１矾∞变换与Ｐ破
变换）均在定 时中断中完成的。
４．２．２中断服务程序
系统的定时中断程序主要有：１／６０００ｓ、１ｍ ｓ和５ｍｓ中断响应程序，如图４．１ｌ
和４．１２所示。ｌ／６０００ｓ中断主要完成ＦＯＣ控制算法 的核心运算，包括转子位置
估计、单电阻采样、ＳＶＰｗＭ计算、电流环的ＰＩ调节等：１ｍｓ中断响应 程序主
要执行速度环的ＰＩ调节及转子速度的估计运算；５ｍｓ的中断程序执行ＰＣ机与系
统之 间的通信，包括发送目标速度、是否停机、是否补偿等控制指令且将当前压
缩机的状态及所需参数变量回 显于ＰＣ界面；５ｍｓ中断程序主要完成压缩机的速
度给定调节，是否加减速及加速度的大小。此外，程 序中还有过零采样中断程序。
图４．１ｌ
ｌｍｓ中断响应程序流程图